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低功耗数字涡街流量计硬件研制中的关键技术

时间:2018/12/16来源:未知

摘要:数字涡街流量计采用了数字频谱分析与带通滤波器组相结合的方式, 在低功耗情况下, 它能保证***大限度地滤除流量信号中混杂的噪声信号。根据降压型DC/DC与低压差线性稳压器 (LDO) 的转换特点, 搭建了高效率的电源转换电路, 为系统提供***大的可用电流。同时, 电路设计选用低功耗器件, 并根据工作状态对一些器件或者电路进行选通, ***大程度地降低了系统的功耗。经实际测试表明, 系统性能达到了涡街流量计的工业要求。

0、引言:

  涡街流量计是基于流体振荡原理设计而成。在涡街流量计测量流体过程中, 存在信号质量受流体本身的稳定性和均匀性影响较大、易受噪声影响以及小信号检测能力有限等问题。通过设计专门的二次仪表, 可以降低上述因素对涡街测量的影响[1]

  传统的两线制涡街流量计信号处理的基本流程是放大、滤波、整形和计数。在处理过程中, 工频干扰、管道振动和谐波干扰都处于信号的频带范围内, 涡街流量计往往受到这些噪声的影响而无法较地提取信号的频率信息。基于DSP芯片的数字信号处理系统, 采用针对性的算法, 对流量计的输出信号进行细致的分析处理, 取得了较高的精度。但采用这种处理方法系统功耗大, 无法满足某些工业现场两线制电流输出或者电池供电等应用场合的需求[2,3]。因此, 本文将数字信号处理方法和传统的脉冲计数方法相结合, 研制了基于MSP430的低功耗、两线制数字涡街流量计系统, 并且在系统其他方面采取节电措施, 较好地解决了抗干扰和精度问题, 从而满足低功耗的要求[4,5] 。

1、带通滤波器组的设计:

  在涡街流量计测量的过程中, 小流量产生的涡街信号横向升力较小, 检测元件输出的信号非常微弱, 并且易受流体冲击振动噪声和管道振动噪声的影响, 从而导致量程下限受限, 造成整体量程比受限。这些噪声特性主要体现为某个频率点固定和幅值固定的噪声混杂于涡街信号中, 使得脉冲整形电路误触发、多计或少计脉冲, 从而影响流量测量。而在测量大流量时, 检测元件输出的信号幅值增强, 信噪比变大, 脉冲整形电路误触发的概率降低, 测量变得准确。因此, 流量测量的难点在于如何提高小流量的测量准确度。如果能够将小流量信号频率以外的干扰噪声滤除, 将有效避免脉冲整形电路误触发, 扩展系统的量程比。

  传统的信号调理电路通常只采用低通滤波器滤除高频噪声, 对于低频时混杂在信号频率范围内的噪声则无能为力。为了尽量滤除信号中的噪声、避免误触发以及提高量程比, 带通滤波器是一个比较好的选择。由于涡街流量信号范围较宽, 因此, 需要对整个信号频率范围进行划分, 然后根据实际流量信号选择相应的频段进行带通滤波, 以获得更为良好的滤波效果。

1.1、实现的方式:

  带通滤波可以采用单运放带通滤波器或者双运放高、低通滤波器级联实现。两种滤波器的比较如下。

  ① 单运放带通滤波器是一个窄带选频网络, 它的作用是选出中心频率, 并对其他频率分量进行衰减。在中心频率两侧, 随着品质因数Q的增大, 幅频曲线的滚降特性加剧, 这对于中心频率两侧的有效信号衰减比较严重, 如图1 (a) 所示。级联带通滤波器在中心频率处的幅频特性要平坦许多, 如图1 (b) 所示。

图1 幅频特性对比

图1 幅频特性对比

Fig.1 Comparison of the amplitude-frequency characteristics

② 在转折频率处, 二阶单运放带通滤波器仅能提供-6 dB/倍频的截止特性;而采用二阶高低通级联实现的带通滤波器可以得到-12 dB/倍频的截止特性。

③ 选用高低通滤波器级联实现的带通滤波器, 其截止频率便于调节, 可以独立地进行高低通滤波器截止频率的设计。

经以上比较, 系统选用了后者级联方式。

1.2、滤波器的选择:

  为了保证在通带范围内幅频特性尽可能平滑, 系统选用了巴特沃斯函数滤波器。巴特沃斯滤波器在衰减和相位之间取得了***佳折中;在通带和阻带内都没有纹波。因此, 该滤波器也被称为***大平坦滤波器。

1.3、拓扑结构的选择:

  带通滤波器拓扑结构的选择通常需要综合考虑滤波器参数调整的难易程度、无源器件的非理想特性或者温度变化对于滤波器参数稳定性的影响程度, 以及拓扑结构本身的复杂程度。

  常用的滤波器拓扑结构有频率相关负电阻电路 FDNR (frequency-dependent negative resistor) 、压控电压源电路VCVS (voltage control voltage source) 、多反馈滤波电路 (multiple feedback) 和状态变量滤波电路 (state variable) 等。 其中, FDNR滤波器常用作滤波电路的旁路分支, 并且增加了大量的电路元件;在VCVS电路中, 元件的取值对于截止频率和品质因数均有影响, 滤波器调节困难, 且受元件参数非理想特性的影响剧烈, 尤其是电容元件;状态变量滤波电路的参数可以独立调节, 且受元件扩散的影响非常小, 但增加了更多的电路元件;多重反馈电路的参数漂移灵敏度较小, 且实现的电路规模适中。因此, 对于涡街信号进行多组带通滤波, 选用多反馈结构不论是在元件参数的影响程度还是电路的规模上都是适宜的。双运放级联带通滤波器电路如图2所示。

图2 双运放级联带通滤波器结构图

图2 双运放级联带通滤波器结构图

Fig.2 Band-pass filter based on cascaded operation amplifier

1.4、带通滤波器组的设计原则:

  根据实际涡街信号, 需要设计多路带通滤波器, 以覆盖整个涡街信号的频率范围, 并且获得***优的滤波效果。设计过程中需要遵循以下原则。

① 将整个信号频率范围分为多个频率段, 在每个小范围的频段内均可对信号进行更好的滤波。但频段过多会占用PCB较多的面积, 而频段过少又会影响滤波效果;同时, 考虑多路选择器的输入通常为8路, 因此, 将整个信号范围分为8个频段。工作过程中, 单片机根据涡街流量信号少点数FFT的运算结果, 通过各路选择器, 实时选通其中1路的输出送入后端的整形电路。

  8个频段中相邻的频段要求相互叠加, 以保证频率段的无缝切换。叠加的范围根据单片机少点数FFT的分辨率确定, 保证在FFT计算的误差范围内不会选错带通。在较低频段, 信号幅值小, 为了获得更的滤波, 提高信噪比, 可以将频段范围选择得相对较窄;在较高频段, 为保证信噪比, 可以将频段范围选择得相对较宽。

② 遇到有固定频率干扰点时, 可以从干扰点的频率处对频段范围进行划分, 使干扰点的频率位于较高频段内。如实际中经常遇到50 Hz的工频干扰, 大家选择较低频段范围为0~44 Hz, 较高频段范围为35~88 Hz。这是因为在高频段信号的涡街信号幅值较大, 相比较低频段信噪比更大。

2、高效电源设计:

  考虑到两线制4~20 mA的电流传输要求, 系统自身消耗的电流不能超过4 mA, 但是单片机在正常工作时消耗的电流就有4~5 mA, 再加上系统其他数字和模拟电路需要供电。因此, 采用普通的线性稳压器进行电压转换的方法显然是行不通的。为了增加系统中的可用电流, 选用转换效率高的降压型DC/DC器件, 将电源输入端24 V直流电压变换为3.3 V, 将小的电流“变”为大的电流。

2.1、电源电路设计原理:

  根据LDO转换原理, 其在提供稳定输出电压的同时, 电流传输比接近1∶1, 其中很大一部分能量都被消耗在LDO上。LDO转换效率η的计算公式:

计算公式

 

  式中:Vi为输入电压;Iq为LDO自身消耗电流;Vo为输出电压;Io为输出电流。由式 (1) 可知, 当输入输出压差较大时, 效率较低。

  根据DC/DC的转换原理, 在一定转换效率η的情况下, 输入功率与输出功率的关系式为:

  Vi×Ii×η=Vo×Io (2)

  式 (2) 表明, 当输出电压和输出电流为定值时, 输入电压越大, 输出电流就越小。因此, 利用DC/DC从高电压处取电, 可使系统在满足两线制的前提下获得更大的可用电流。

  通过比较众多降压型DC/DC, ***终选定LT1934-1芯片。它的输入电压范围为3.2~34 V, 静态电流只有12 μA。该芯片利用二极管D1和电容C6为BOOST引脚提供一个高于输入电压的电压来驱动内部功率晶体管, 以保证其饱和导通, 从而减少自身消耗, 提高转换效率。输出电压计算公式, 通过调整R12和R14的比值可以改变输出电压。

  为了减小系统的电流消耗, 在满足FB引脚的较低参考电流的情况下, 电阻值尽量选得相对大些。LT1934-1的工作电路如图3所示。

图3 LT1934-1的工作电路

图3 LT1934-1的工作电路

Fig.3 Working circuit of LT1934-1

  当LT1934-1轻载时, 系统工作于PFM模式。该模式允许转换器进行短时间的开关转换。DC/DC使用PFM模式时, 只需在必要时转换, 以支撑负载并维持输出电压。当输出电压低于设定值时, IC (LT1934-1) 内部便触发转换, 使输出电压开始上升;一旦输出电压达到设定范围, 转化器停止转换, 此时由输出电容提供负载电流, 同时输出电压下降, 直至电压低于设定***小值时IC再次开始工作, 节约了大量的功率。

  PFM模式会使转换器的输出电压纹波比PWM模式增大很多。实际测得LT1934-1的输出电压含有幅值为±20 mV、频率为80 kHz的锯齿波。对此, 系统利用一级LDO将3.3 V转换为3 V, 以降低纹波电压。LDO选择TI企业的TPS71501, 其工作电路如图4所示。

图4 TPS71501工作电路

图4 TPS71501工作电路

Fig.4 Working circuit of TPS71501

  TPS71501的静态电流为3.2 μA, 要求***小输出电容为0.47 μF、***大输出电流为50 mA。参考数据手册, 当输出电流为10 mA时, 维持稳压器正常工作的输入、输出压差小于100 mV。TPS71501实际输入、输出端的示波器电压观测波形如图5所示。

图5 TPS71501输入/输出电压波形

图5 TPS71501输入/输出电压波形

Fig.5 Input & output voltage waveform of TPS71501

2.2、降压型DC/DC的布局要点:

  降压型DC/DC变换器在接地节点将汇聚快速变化的大电流。因此, 在工作过程中, 当接地节点移动时, 系统性能会受到影响并且向外辐射电磁干扰, 即产生接地反弹。减少接地反弹的***好方法就是控制磁通量变化, 使电流环路面积和环路面积变化***小。因此, 需要对降压型DC/DC等器件进行合理的布局[6]

  开关导通/截止状态电流回路如图6所示, 高频切换时电流路径如图7所示。此外, DC/DC转换器的地与系统地单点连接, 以防止噪声干扰系统地。

计算公式

 

3、恒流源选通与运放选型:

  由于现场温度往往不会大幅变化, 所以通常间隔一定时间进行采样。在采样间隔, 为了节约系统功耗, 可以选择切断恒流源回路。恒流源通常是利用一片稳压器件提供恒定电平, 然后通过含有运放的压流转换电路获得。比较下位端与上位端切断恒流源回路, 系统选择了后者。

① 从电源的下位端切断恒流源的供给, 这种供给方式适用于切断的器件, 如NMOS管或者PNP型三极管。但由于NMOS管和PNP型三极管均为非理想器件, 两者在导通状态时总存在不可忽视的电阻, 这就相当于提高了恒流源的负端电压。此外, 如果恒流源中含有运放等器件, 即使其供电电压被切断, 只要输入端与参考地之间有电压差, 其内部的差分输入电路也可能会产生一个较大的电流[1]

② 从电源的上位端切断恒流源供给, 这种供给方式采用与负端控制相似的正端控制。受选通器件的导通电阻限制, 恒流源的正端电压会降低, 但只要恒流源的正端电压高于稳压器件的参考电压, 就不会对电路造成影响。

  此外, 低功耗电路设计要求选用低功耗运放, 即要求消耗的电流小, 从而决定了低功耗运放输入端内部的长尾电流偏小。这在很大程度上限制了运放的输出压摆率, 使得运放的输出性能受限[7]。同时, 系统为3 V低电压单极性供电, 要求运放的输出噪声限定在一定的范围内, 并且在功耗允许的前提下, 尽量减少电阻产生的约翰逊噪声。

4、结束语:

  系统采用数字频谱分析结合模拟带通滤波器的方法, 降低了单片机的运算负荷, 取得了较好的滤波效果, 扩展了测量的量程比;同时, 利用降压型DC/DC从高电位处取电, 为系统争取了较大的可用电流, 利用LDO进一步降低系统工作电压, 节省了功耗, 且获得了较好的电源品质;选用低功耗运放等关键器件, 且部分电路根据其工作状态选通供电, ***大程度地降低了系统功耗, 为低功耗和两线制的实现提供了保障。


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